Современная электроника №1/2020

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ 42 WWW.SOEL.RU СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 1 2020 Максимальный ток в колебательном контуре равен: , где U in – напряжение на контуре. Лучший коэффициент связи дости- гается тогда, когда катушки передатчи- ка и приёмника имеют одинаковые гео- метрические размеры, поэтому здесь рекомендуются катушки с соотношени- ем размеров 1:1. Компоненты семейства WE-WPCC, например 760308102142 (53 × 53 мм), 760308100143 ( ∅ 50 мм), 760308100110 ( ∅ 50 мм), были спе- циально разработаны для устройств высокой мощности. Эти катушки могут использоваться в качестве пере- датчиков и приёмников. Они харак- теризуются весьма низкими значени- ями сопротивления по постоянному току R dc , очень высокими значениями добротности Q и очень высокими тока- ми насыщения I R . К ОНДЕНСАТОР КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА : ОСОБЕННОСТИ ВЫБОРА Поскольку в параллельном коле- бательном контуре, как известно из теории, циркулируют большие токи, то при выборе типа используемых в нём конденсаторов подходит далеко не любая технология. В зависимости от приложения пригодны только три типа конденсаторов: MKP (например, WEFTXX и WE-FTBP), с диэлектриком NP0 (в частности, WE-CSGP) или FKP. В связи с низким уровнем собственных потерь данные типы конденсаторов способны выдерживать высокие пере- менные токи без перегрева. Однако в зависимости от мощности резонанс- ного преобразователя, для того чтобы уменьшить нагрев, применяют разделе- ние токов, которое достигается парал- лельным включением нескольких кон- денсаторов. Здесь следует тщательно следить за тем, чтобы ни один из кон- денсаторов не нагревался до темпера- туры, превышающей +85°C. Именно по этой причине конденсаторы с более высокими потерями (особенно следу- ет оценивать уровень диэлектрических потерь) X7R, X5R, MKS и т.д. не подхо- дят для колебательных контуров в резо- нансных преобразователях. Принимая во внимание размер корпуса, общие затраты и минимально возможный реактивный ток в резонансном конту- ре, необходимо выбрать максимально низкую ёмкость конденсатора. Пре- дельными факторами здесь являются максимальная рабочая частота пре- образователя, индуктивность катуш- ки передатчика и приёмника. Номи- нальное рабочее напряжение конден- сатора должно быть не менее π× V in плюс дополнительный запас 20%. Также сле- дует учитывать, что максимально допу- стимое среднеквадратичное напряже- ние переменного тока V AC rms для кон- денсаторов типа MKP заметно падает на частотах выше 5 кГц. Коэффициент потерь конденса- тора в процентах определяется как: DF = 2 π × f × ESR cap × C × 100%. И НДУКТИВНОСТИ ФИЛЬТРА : ОСОБЕННОСТИ ВЫБОРА Колебательный контур с перемен- ным током отделяют от источника питания две катушки индуктивности (дроссели). Через них подаётся напря- жение от источника питания постоян- ного тока, при этом они играют роль фильтрующих элементов. Дроссели следует выбирать, исходя из макси- мально возможного номинального тока конкретной схемы. Здесь должен использоваться классический сило- вой дроссель с воздушным зазором и высокой добротностью, например WE-HCI, WE-PD, WE-LHMI. Его номи- нальная индуктивность должна быть как минимум в 5 раз выше индуктив- ности катушки колебательного кон- тура. Это требуется для того, чтобы доставить в колебательный контур достаточную энергию. Если пульса- ция входного (для передатчика) или выходного (для приёмника) напря- жения всё ещё слишком высока, то номинальные значения индуктивно- сти дросселя или ёмкость конденса- тора фильтра могут быть увеличены. В качестве альтернативы, для достиже- ния низких уровней пульсаций, мож- но уменьшить ESR фильтрующих ком- понентов. Кроме того, более эффек- тивными здесь будут SMD-дроссели (WE-HCF или WE-HCI), преимущество которых заключается в том, что они имеют меньшие потери на больших токах (как постоянных, так и перемен- ных). Поскольку эти дроссели должны постоянно подавать большой пере- менный ток в колебательный контур, их нагрев происходит из-за наличия гистерезиса и потерь из-за вихревых токов в материале сердечника. Требу- емый уровень индуктивности дроссе- ля напрямую связан с ёмкостью филь- трующего конденсатора. Добротность дросселя Q определяет- ся как: Q L = X L / R dk . К ВОПРОСУ ВЫБОРА МОП- ТРАНЗИСТОРОВ Выбор подходящего N-канального МОП-транзистора в основном зави- сит от уровня напряжения питания. Если это лишь 5 В, то для надёжного управления может, например, исполь- зоваться транзистор с логически- ми уровнями управления по затво- ру. Поскольку большинство мощных МОП-транзисторов имеют максималь- но допустимое напряжение затвор/ исток ±20 В, то при использовании напряжения питания выше 20 В необ- ходимо принять меры для защиты затвора. Это может быть, скажем, ста- билитрон, включённый с затвора на общий провод, или ёмкостный дели- тель напряжения, который удержит напряжение затвора в оптимальном диапазоне. Следует также обратить внимание на то, чтобы напряжение на затворе не было слишком низ- ким, поскольку в таком случае МОП- транзистор резонансного преобра- зователя может оказаться в режиме линейного усилителя, в результате чего схема перестанет функциони- ровать. Такой режим, когда транзистор ока- жется в активной области своей вольт- амперной характеристики (ВАХ), как правило, приводит к перегреву одно- го из двух МОП-транзисторов. Кроме того, необходимо соблюдать осторож- ность, чтобы предотвратить превыше- ние напряжения с учётом увеличе- ния напряжения на множитель π . Так, при напряжении питания 20 В МОП- транзисторы должны выдерживать напряжение исток/сток не менее 63 В. В этом случае следует использовать 100-вольтные транзисторы. Эффек- тивность (КПД) схемы в значитель- ной степени зависит от того, насколь- ко высоки сопротивление канала тран- зисторов в открытом состоянии R ds,on и требования по заряду затвора (имеет- ся в виду общий заряд затвора) выбран- ных МОП-транзисторов. Здесь нужно найти компромисс, поскольку МОП- транзисторы с низким R ds,on обычно имеют более высокую ёмкость затво- ра и, следовательно, требуется высокий общий заряд затвора. Ток заряда/разряда по затвору МОП- транзистора: I gate = C gate × ( Δ V gate / Δ t sw ), где C gate – ёмкость затвора транзистора; Δ V gate – управляющее напряжение на затворе; Δ t sw – длительность импульса. При этом коммутационные потери равны: P V = I 2 d × R ds,on , где I d – ток стока.