СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА №7/2015

ИНЖЕНЕРНЫЕ РЕШЕНИЯ 63 WWW.SOEL.RU СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 7 2015 по мощности и их входное сопротив- ление очень велики, а поэтому в цепи стабилизации можно использовать весьма высокоомные нагрузки. Коэф- фициенты же усиления по напряже- нию в цепи стабилизации получают- ся достаточно большими при мини- мальном количестве усилительных элементов, а кроме этого отсутствует необходимость дополнительного уси- ления сигнала стабилизации по току. Вдобавок, в таком конвертере в цепи обратной связи отсутствуют элементы, к которым приложено знакоперемен- ное напряжение, а это дополнительно упрощает её структуру. Вследствие всех этих особенностей и, особенно, высокого входного сопро- тивления всех усилительных элемен- тов в первичной секции преобразовате- ля, для эффективной работы выходно- го каскада цепи стабилизации вполне достаточно небольшой части началь- ного тока смещения, задаваемого рези- стором R2. Резисторы R6 и R7 совмест- но с резистором R8 задают величину максимального тока через первич- ную обмотку трансформатора. В схеме, в отличие от большинства интеграль- ных конвертеров, используется двух- обмоточный трансформатор (отвод у первичной обмотки предназначен для уменьшения потерь за счёт индуктив- ности рассеяния трансформатора, что в общем случае полезно использовать и в интегральных преобразователях для улучшения их КПД и уменьшения амплитуды выбросов напряжения при размыкании ключевого транзистора). Значительно более сложной в раз- работке оказалась цепь стабилизации для конвертера с автогенератором на биполярном транзисторе. Однако пре- имущества такого конвертера, по срав- нению не только с предыдущим, но и с любым известным нам интеграль- ным конвертером, по уровню собствен- ных потерь настолько велики, что целе- сообразность разработки не вызывала никаких сомнений. Результат разра- ботки выделен на рисунке 4 пунктир- ной линией. Как видно, до транзистора оптрона схема стабилизации идентич- на предыдущему конвертеру. Однако в первичной секции конвертера имеют- ся существенные отличия. Во-первых, единственная точка, куда можно подать сигнал обратной связи (база VT3), в данном случае является весьма низ- коомной и через неё протекают токи в сотни миллиампер. К тому же напря- жение на базе этого транзистора явля- ется знакопеременным и имеет относи- тельно большую амплитуду (несколько Вольт). При этом в схеме нет никаких дополнительных источников для обе- спечения достаточной мощности на выходе цепи стабилизации. Вдобавок, остаточное напряжение на выходном элементе цепи стабилизации не долж- но превышать примерно 0,5 В, чтобы он мог гарантированно запирать ключе- вой транзистор на время запрета авто- колебаний (например, при отсутствии нагрузки на выходе конвертера). Сле- довательно, транзистор Дарлингто- на в качестве выходного каскада цепи обратной связи применить нельзя из-за большого падения на нём в открытом состоянии (более 0,7 В). В таких условиях, видимо, единствен- но возможным решением является применение усилительного каскада на МОП-транзисторе средней мощно- сти с достаточно малым сопротивле- нием в открытом состоянии. Однако все усилительные приборы такого типа не допускают обратного напряжения между стоком и истоком, вследствие чего между этими электродами всегда встраивается защитный обратносме- щённый диод (стабилитрон). Поэтому при непосредственном включении полевого транзистора между общей шиной и базой VT3 перестают функ- ционировать транзисторы VT1 и VT2, шунтируемые встроенным в VT4 дио- дом, а это полностью лишает автоколе- бательную секцию конвертера её пре- имуществ. Следовательно, для предот- вращения шунтирования необходимо последовательно со стоком VT4 вклю- чить прямосмещённый диод. Однако при использовании обычного выпря- мительного кремниевого диода сум- марное напряжение в открытом состо- янии на VT4 и защитном диоде превы- шало бы допустимые 0,5 В. Поэтому в качестве защитного диода VD8 при- менён диод Шоттки. В рассматри- ваемой схеме питание цепи затвора МОП-транзистора также осуществля- ется от цепи начального смещения. Такая структура цепи стабилизации не только обеспечивает превосходную стабильность конвертора, но и может быть использована в преобразовате- лях аналогичного типа практически любой мощности. Следует отметить, что усиление в петле обратной связи в обоих конвертерах, изображённых на рисунках 3 и 4, несмотря на отли- чия по структуре, примерно одинаково, поскольку произведение малосигналь- ной крутизны VT4 на входное сопро- тивление VT3 примерно равно 1. При этом коэффициент усиления в петле ОС не превышает 10 3 , что вполне хва- тает для обеспечения и достаточной стабильности, и абсолютной устой- чивости при условии подачи сигна- ла обратной связи на вход усилителя с первого конденсатора П-образного фильтра. Диаграммы, иллюстрирую- щие примерные зависимости усиле- ния от частоты для обоих конверте- ров, представлены на рисунке 2. В заключение следует обратить вни- мание на функции диодов VD10 на рисунке 3 и VD14 на рисунке 4. Эти диоды необходимы для поддержания рабочего состояния элементов вто- ричной секции и цепи стабилизации в случае отключения нагрузки. В таком состоянии цепь стабилизации долж- на полностью выключить автоколеба- ния. Но поскольку конденсаторыфиль- тра C9 и C13 имеют очень большую ёмкость, постоянная их разряда может исчисляться секундами, в то время как постоянная времени вспомогательно- го источника питания элементов вто- ричной секции (VD12, VD13 и C10 на рисунке 4) при отсутствии автоколеба- ний не превышает нескольких милли- секунд, а схема стабилизации не может функционировать без питания. Поэто- му без этих диодов при отключении нагрузки может возникнуть аварий- ный режим. Однако при их исполь- зовании следует соблюдать следую- щее условие: напряжение стабилиза- ции стабилитрона VD13 должно быть не меньше максимального выходного напряжения конвертера. Такая структу- ра вторичной секции делает конвертер более универсальным, так как он одина- ково стабильно работает и без нагруз- ки на выходе, и при коротком замы- кании в режиме стабилизации тока. Если же режим короткого замыкания на выходе невозможен, то при доста- точно большом выходном напряжении конвертера, достаточном для надёжно- го переключения VT6, можно обойтись без этих диодов и без дополнительно- го источника, используя для питания всех элементов вторичной секции кон- вертера непосредственно его выходное напряжение. Л ИТЕРАТУРА 1. Грошев В.Я. Сравнительные испыта- ния ключевых транзисторов разного типа. Радиолоцман. 2014. №12. С. 28–35. www.rlocman.ru/book /book.html. © СТА-ПРЕСС